Boost型ZVT-PWM高功率因数软开关变换电路

2.3.1

电路原理图及工作波形图

从2-2章节我们可以知道，本文采用单相有源高功率因数校正电路，所选用的变换器为Boost

ZVT-PWM变换器，其电路原理图及工作波形图如图2-3和图2-4所示[5]。

图2-3

Boost型ZVT-PWM变换器主电路

图2-4

Boost型ZVT-PWM变换器一周期主要电量波形

2.3.2

Boost型ZVT-PWM变换器工作原理

设t

图2-5

Boost型ZVT-PWM变换器一周期内各运行模式分析

2.3.3

Boost型ZVT-PWM变换器运行模式分析

下面是一个周期内Boost型ZVT-PWM变换器各个阶段的运行模式分析，一周期内它的各运行模式的等效电路如图2-6所示[7]。

1.T0

～T1

Lr电流线形上升阶段

t=T0，辅助开关Tr1开通，谐振电感电流iLr线形上升，t=T1时达Is,二极管D的电流ID则由Is线形下降，t=T1时降到零电流下关断，若采用快速恢复二极管，可忽略D的反向恢复电流。这一阶段Vds不变，等效电路如图2-6（a）

2.T1～T2

谐振阶段

LrCr谐振，电流iLr谐振上升，而电压Vds由Vo谐振下降。T=T2时，Vds=0,Tr的反并联二极管导通。等效电路如图2-6（b）

3.T2～T3

主开关Tr开通

由于Tr的体二极管已导通，创造了ZVS条件，因此应当利用这个机会，在t=T3时给Ｔr加驱动信号，使Ｔr在零电压下导通，等效电路如图2-6（c）

4.T3～T4

iLr线形下降阶段

t=T3，Tr1关断，由于D1导通，Tr1的电压被钳在V0值，Lr的储能释放给负载，其电流线形下降。T=T4时，iLr=0,等效电路图如图2-6（d）

5.T4～T5

ids恒流阶段

T=T4，D1关断，这时Boost型ZVT-PWM变换器如同普通Boost型变换器的开关管导通的情况一样，ids=Is,等效电路如图2-6（e）

6.T5～T6

Cr线形充电阶段

t=T5,Tr关断，恒流源Is对Cr线形充电，直至t=T6时，VCr=Vo。等效电路图如2-6（f）

7.T6～T7

续流阶段

这个阶段如同普通Boost型变换器开关管关断的情况一样，处于续流状态，直到t=T0,下一周期开始，等效电路图如图2-6（g）

图2-6

Boost型ZVT-PWM变换器一周期内各运行模式的等效电路

2.3.4

Boost型ZVT-PWM变换器的优缺点

由以上分析可知，Boost型ZVT-PWM变换器的主要优点是[4]：

1.零电压导通且保持恒频运行。

2.二极管D零电流截止，因此在功率因数有源校正装置等输出大功率，高电压情况下应用这一技术，可避免因二极管反向恢复使关断损耗过大的问题。

3.开关管电流与电压应力小。由波形图可见，理论上电流ids，电压Vds的波形为方波，一周期内谐振时间很短。

4.在较宽的电源电压和负载电流变化范围内可满足ZVS条件。

它的唯一不足之处为辅助开关Tr1不在软开关条件下运行。但是和主开关管相比，Tr1的电流很小，它只处理少量的谐振能量。

2.4

Boost型ZVT-PWM电路主要元器件参数设计

2.4.1高功率因数校正软开关AC/DC变换电路技术指标

输入电压：单相交流220±10%V

输入频率：50Hz/60Hz

输出电压：直流380V

变换器效率：大于95%

功率因数：大于98%

开关频率：f=100

kHz

2.4.2

升压电感设计

最大峰值电流出现在电网电压最小，负载最大时[11]：

（2-5）

假设容许20%的电流脉动则有：

（2-6）

Boost变换器的占空比D：

（2-7）

在最低线电压时最小占空比Dmin:

（2-8）

由下面公式：

（2-9）

可以得：

（2-10）

取L=470

2.4.3

输出电容CO的选择

输出电容C0由两个因数决定，第一：保持时间tH

；第二：输出电压纹波的大小。输出电容由容许的输出最大纹波电压决定，输出纹波电压频率为2倍的基频率，设容许的最大输出纹波电压[12]-[14]：

（2-11）

电容电流表达式：

（2-12）

（2-13）

将（2-13）式取拉氏变换得[13]：

（2-14）

可以得到：

（2-15）

将（2-15）取反拉氏变换得：

（2-16）

输出纹波电压：

（2-17）

所以最大输出纹波电压峰值：

（2-18）

最大电容电流等于最大负载电流即：

（2-19）

将（2-19）代入（2-18）得：

（2-20）

所以得到：

（2-21）

因此：

（2-22）

取CO=2200

2.4.4

谐振电感Lr的设计

谐振电感通过为升压电感电流提供交替的电流通路控制着二极管的di/dt。当零电压过渡开关导通时，输入电流转向，从升压二极管转到零电压过渡电感。电感值可以由二极管所需的关闭时间来确定，此二极管关闭时间由它的反向恢复时间给出。为Lr计算出实际值是困难的，因为反向恢复特性在实际电路中使用时，会千变万化。

影响二极管反向恢复的电路条件之一就是谐振电容的自然缓冲作用，它限制了二极管阳极的dv/dt。一个优良的初始估计是电感电流，在3倍的二极管反向恢复时间内上升到二极管内电流。对最大电感值的一个制约是它对最小占空比的影响。二极管选择时，LC时间常数影响DMIN，因此Vomin使Lr过大，还会增大零电压过渡MOSFET的导通时间，增大谐振电路的导通损耗。随着Lr值的减小，二极管将经受更大的反向恢复电流，通过零电压过渡开关MOSFET的峰值电流也会增加。峰值电流的增加，储存在电感中的总能量也将增加。为减少关闭结点上的寄生振铃，应使能量保持在最小值。

二极管的反向恢复时间是关闭时di/dt的局部函数，如果所控制的di/dt设定，该二极管的反向恢复时间可近似估算出大约为60ns。如果电感限制上升时间到180ns,(3×trr)电感量可按下式计算[14]-[18]：

（2-23）

其中：

（2-24）

因为：

（2-25）

所以：

（2-26）

由此可得：

（2-27）

2.4.5

谐振电容Cr的设计

最小谐振电容要确保主开关的dv/dt，有效谐振电容是MOSFET电容和外接电容之总和。该电容限制关闭时间的dv/dt，自然地减少了米勒效应。此外，它还减少了关闭损耗，因为开关电流转移到电容上。该电容必须是优质高频电容，低ESR﹑低ESL者为佳。它还必须能在关闭时承受较大的充电电流[18]-[22]。

L与C结合产生一个谐振周期的1/4：

（2-28）

所以可得：

（2-29）

仅供参考